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可變速電機驅動可以提高機器設備的能源效率，但為了降低成本、提高市場響應速度和提高效率，還要在幾個方面對可變速驅動設計進行改進。其中包括對IGBT很關鍵的線性電流反饋和過流保護特性，這兩個功能傳統上都是通過采用體積大、昂貴和難以組裝的元器件來實現的。

最新的HVIC(高壓集成電路)技術使得大多數必需的反饋和保護器件可以制作在一個基片上，這樣就可以在范圍更大的市場和應用里，來實現成本低廉、結構緊湊的可變速驅動。

電機電流感測方法

變換器級和電機相電流的感測對電流模式控制是至關重要的，這種模式要求很高的精確度和線性度。這種感測對過流保護同樣重要，因為過流保護要求響應速度要快。要同時滿足上述要求，加上獨特的電流信號取樣位置，就要求復雜的電路設計和信號處理。

實際上，電流信號可以通過與下列結點相連接而被取樣：正或負DC總線、單IGBT相位腳、或電機相位超前，如圖1所示。不管在哪個DC總線上取樣的電流信號，都是所有IGBT相位腳電流的矢量和。


圖1電路感測方法

在單個IGBT相位腳上對電流的取樣看起來更容易操作了，但實際上卻不能降低對載波頻率取樣處理的需求。到目前為止，最簡單的、容易獲得的電流信號來自于電機的相位超前，信號內容僅是基本的變頻電機電流。需要考慮的一個重要因素是，小的差分信號在幾毫伏范圍內，在600～1200V電壓間變動。另外，由于IGBT變換器相的作用，普通模式電壓以最高10V/ns的dV/dt速率在-DC到+DC間變動。

HVIC：位準移動(Levelshifting)

HVIC技術使得位準移動成為可能，即感測一個漂移在大的普通模式電壓上的小差分電壓，甚至在快速瞬變的時候。因此，快速而準確的電流感測在電機的相位超前就可實現，從而可以減少硬件設計和信號處理的工作。具體的實現方法是將一個低側接地CMOS電路和一個高側浮動CMOS制作到一起，通過N或P溝道LDMOS區域相隔離。LDMOS的作用是位準移動，目的是在低側和高側電路之間跨過高壓柵來傳遞控制信號。位準移動電路不受高達50V/ns的快速瞬變的影響，同樣也不受來自于IGBT變換器典型的10V/ns噪聲的干擾。

HVIC的線性相電流感測

電機電流是通過使用一個外部分流晶體管來感測的，HVIC可將小的差分電壓(±250mV)通過一個精密電路轉換為時間間隔，這個精密電路的紋波去除功能有助于顯示小的群延遲。時間間隔是快速瞬變的，會被帶到輸出端。這樣就可以獲得與測量電流相對應的模擬輸出電壓，以便與外部參考電壓相比較，最大采樣率為40kSPS。對于頻率高達20kHz的非對稱PWM調制來講，這個采樣速率富富有余。20kHz時的最大延遲小于7.5s，對于被用來IGBT保護的電流感測信號來說也夠快了。圖2是電流感測電路。


圖2HVIC應用中線性相電流感測電路

IGBT保護

IGBT過流情況基本來說分三種模式：線間短路、故障接地和開關擊穿。在考慮過流保護方案時，必須對兩個重要因素作出評估：第一個是提供的過流保護的模式以及如何關斷，另外一個就是控制架構。控制架構很大程度上影響著過流保護的方式和實施。

IGBT保護一般在硬件電路里實現，根據要保護的過流條件的模式，具體電路和過流感測器件的類型會有所不同。其原因在于，在每個過流模式中的路徑和電流流動是不一樣的。圖3a至3c顯示了每個過流條件模式的典型電流流動，在主要功率電路里的電流流動及其路徑取決于過流的模式。在開關擊穿和線間短路條件下的短路電流總是流向直流總線上的電容器。然而，故障接地電流通常從交流線輸入，通過正直流總線和高側IGBT，流向故障發生的接地點。沒有電流流過總線電容器。


圖3IGBT過流保護的三種方式

保護電路也取決于控制架構。對于開關擊穿和線間短路過流保護來說，常規的、非HVIC解決方案探測過流的方式是，跨過分路晶體管插入一個霍爾傳感器或線性光隔器件，與負直流總線相連。如果也需要故障接地保護的話，在交流線輸入端或正直流總線必須放上另外一個霍爾效應漏電傳感器。通過使用快速比較器可以實現保護電路。

如果霍爾傳感器位于電機的相輸出，因為在線間短路條件下電流流動的正負極都存在，所以每個霍爾傳感器都需要兩個比較器。為了保護IGBT不受過流損害，必須考慮總的關斷傳輸延遲。在門驅動里裝有光隔離器件，與光隔離器件和霍爾傳感器有關的延遲時間一般大于2μs。所以，不管保護電路如何設計，這個延遲時間都必須要加到電路延遲里去，才能滿足IGBT短路時長的要求。

不用HVIC而用分立器件的替代方案是，在光門驅動第二側裝一個IGBT高端降飽和(de-saturation)電路。這樣，當器件處于全開的狀態時，就可以探測到收集器和發射器的電壓累加，如果這個電壓超過限制就會關斷有關的閘信號。分立方案要求必須有帶參考電壓的比較器，還要有高壓二極管、晶體管和電容器。

IGBT保護架構里還可以增加電路，在探測到過流時進行軟關斷SSD(SoftShutDown)。SSD可以避免電路寄生電感在IGBT收集器和發射器間產生高峰值電壓，這樣也就可以保證短路時在RBSOA允許范圍內更大的安全空間。在較小的驅動里，設計者可能會需要一個緩沖器電路，這樣在接近IGBT峰值時，跨過直流總線的一個高頻電容器就會起作用。如果設計得好，SSD電路可以減少甚至取消對緩沖器。然而，這需要另外一個快速光隔離器件，每個IGBT門驅動電路還需要帶圖騰柱(TotemPole)緩沖器晶體管的軟關斷電路。

概括來講，傳統的IGBT保護技術需要體積大一些的霍爾傳感器和光隔離器，這樣無法降低系統的體積和成本，而且霍爾傳感器還需要手工裝配。另外，如果系統需要SSD，為了配套，也就會再額外需要六個光隔離器和六個能軟關機的緩沖器電路。這個解決方案十分復雜，也妨礙門驅動和保護電路的進一步集成。

三相門驅動的實現

一個單獨的HVIC器件可以集成一個三相門驅動方案所需要的所有6個IGBT門驅動，同時還可將每個高側和低側輸出端的IGBT高端降飽和保護和軟關斷特性集成到一起。表1對HVIC方案和傳統的分立方案進行了比較。


表1HVIC方案和傳統的分立方案對比

圖4顯示了帶IGBT保護的一個HVIC三相門驅動的輸出。在ON狀態時，通過一個外部二極管感測IGBT收集器-發射器電壓，可以探測到過流的發生。然后將Vce與一個8V的臨界電壓進行比較，作為結果的信號會被過濾1μs。這里還采用一個3μs消隱濾波器(blankingfilter)，目的是移除IGBT開啟時的末端電流。當探測到高端降飽和條件時，輸出級立刻就進入高阻抗狀態，SSD被激活，通過SSD的H/L針腳上的75Ω的內部阻抗就可關斷IGBT。SSD驅動保持該狀態7μs，使得IGBT可以平穩地放電，也可加一個外部電阻來進一步控制放電速率。


圖4帶IGBT高端降飽和保護和軟關斷功能的輸出

通過SY_FLTI/O針腳，短路信息可以與其他的高側或低側驅動共享。一旦處于有效狀態，這個信號就會凍結所有其他驅動的輸出狀態，而不管其輸入情況如何。主驅動器也會凍結自己的狀態，直至發生軟關斷。

當軟關斷完成時，SY_FLT信號就不再起作用，診斷信息就會通過FAULT/SD針腳被送到主MCU。主驅動器這時就會將FAULT/SD線切斷，強迫關掉該區域內所有其他的驅動器，從而實現硬關斷。故障信息就會送到主控制器進行診斷。

IGBT高端降飽和由一個監測收集器電壓的外部高壓二極管感測。該二極管一般由一個內部上拉電阻(PUR)加偏壓，這個電阻與附近的電源線相連(VB或VCC)。當晶體管處于ON時，二極管導通，電路里的電流由內部上拉電阻決定，上拉電阻一般都在100kΩ左右。

在DSH/L針腳提供主動式偏壓結構，目的是降低IGBT處于OFF時流過二極管寄生電容和內部上拉電阻電流的噪聲效應。DSH/L給VB/VCC提供相應的主動式上拉，給VS/COM提供相應的下拉。當電壓超過VDESAT臨界電壓的時候，專用偏壓電路可以降低DSH/L針腳的阻抗。當IGBT處于完全開啟的時候，感測二極管變為順偏，DSH/L針腳上的電壓就下降了。這時，偏壓電路不再起作用，目的是降低二極管的偏壓電流。

完善控制方案

因此，不管是IGBT保護，還是ACPWM電機驅動的電機電流感測電路，都可以通過使用HVIC技術將門驅動、保護、感測功能集成到一起，從而得以大大簡化。

為完善控制解決方案，在BiCMOS技術條件下，HVIC器件也可以在同一個硅片上實現模數功率變換控制功能，包括：脈寬調節器(PWM)、電壓控制振蕩器(VCO)、精準感測放大器和快速誤差比較器功能。

奇數和偶數次諧波會影響效率、可靠性和性能，通過HVIC也可以實現濾波功能。共有兩個級進行濾波，通過置入傳輸零點去除偶次諧波，然后以兩倍同步頻率對第一級結果進行取樣，從而去除奇次諧波。接下來的第三級，會產生PWM輸出信號。最后，模擬重建使得可以與MCU或者DSP的轉矩控制回路進行直接接口。</p