離線反激式電源在變壓器初級側(cè)需要有鉗位電路（有時稱為緩沖器），以在正常工作期間功率MOSFET開關(guān)關(guān)斷時限制其兩端的漏源極電壓應(yīng)力。設(shè)計鉗位電路時可以采用不同的方法。低成本的無源網(wǎng)絡(luò)可以有效地實現(xiàn)電壓鉗位，但在每個開關(guān)周期必須耗散鉗位能量，這會降低效率。一種改進(jìn)的方法就是對鉗位和功率開關(guān)采用互補(bǔ)驅(qū)動的有源鉗位技術(shù)，使得能效得以提高，但它們會對電源的工作模式帶來限制（例如，無法工作于CCM工作模式）。為了克服互補(bǔ)有源鉗位電路所帶來的設(shè)計限制，可以采用另外一種更先進(jìn)的控制技術(shù)，即非互補(bǔ)有源鉗位。該技術(shù)可確保以更具成本效益的方式使用鉗位能量。
本文將簡要介紹反激式電源中對初級鉗位電路的需求。然后比較和對比無源鉗位方案、互補(bǔ)有源鉗位方案以及非互補(bǔ)有源鉗位方案的使用，最后介紹一款支持非互補(bǔ)鉗位方案且可實現(xiàn)超高功率密度反激電源設(shè)計的芯片組。
在反激式變換器中，當(dāng)初級側(cè)開關(guān)關(guān)斷時，電壓(VOR)由次級側(cè)反射至初級側(cè)，存儲的能量通過變壓器傳輸?shù)截?fù)載（圖1）。VOR經(jīng)變壓器圈數(shù)比加以放大，疊加在VDC輸入母線電壓后會增大開關(guān)器件兩端的電壓應(yīng)力。在傳統(tǒng)電路中，會使用無源初級鉗位電路來對這個電壓加以限制。
圖1：無源初級鉗位RCD解決方案（高亮顯示部分）需要耗散大量的熱量，限制了反激式電源的效率和工作頻率
除了電壓應(yīng)力(VIN + VOR)外，在初級開關(guān)管關(guān)斷時還會產(chǎn)生很大的電壓過沖,這是由初級繞組漏感中存儲的能量造成的。鉗位電路可對由此三個方面因素構(gòu)成的電壓過沖進(jìn)行限制以保護(hù)初級開關(guān)（圖2）。此外，在這種電路配置下，功率開關(guān)在漏極電壓較高時開通。開關(guān)損耗與VDS2成正比，因此高VDS會增加開關(guān)的開通損耗，從而進(jìn)一步降低效率。
圖2：開通損耗和鉗位損耗都與開關(guān)頻率有關(guān)。
鉗位電容吸收漏感能量，但該能量隨后被鉗位電阻所消耗。在每個開關(guān)周期中都會有能量損失，這樣在現(xiàn)實當(dāng)中就限制了開關(guān)頻率的提高。而較低的開關(guān)頻率，則需要使用更大的變壓器。因此，使用無源鉗位會增加損耗并不得不使用較低的開關(guān)頻率，這兩種情況都會增大電源尺寸。而使用有源鉗位則可以突破這些限制。
互補(bǔ)有源鉗位
有源鉗位用一個開關(guān)代替RCD鉗位中的電阻，這個開關(guān)通常是一個功率MOSFET（圖3）。它不是用來耗散漏感能量，而是可以將漏感能量回傳至變壓器。在互補(bǔ)有源鉗位中，當(dāng)主MOSFET關(guān)斷時，鉗位開關(guān)開通，兩者之間具有一小段死區(qū)時間。此時鉗位電容被充電。而在下一次主MOSFET開通之前，鉗位開關(guān)關(guān)斷，鉗位電容中的能量得以再循環(huán)至輸出端。這種有源鉗位被稱為互補(bǔ)驅(qū)動方案，因為主MOSFET和有源鉗位開關(guān)以互補(bǔ)方式工作。
圖3：典型[互補(bǔ)]有源鉗位方案的簡化原理圖
零電壓開關(guān)可以使用復(fù)雜的自適應(yīng)控制技術(shù)來實現(xiàn)，以實現(xiàn)漏感和鉗位電容之間的諧振。當(dāng)鉗位開關(guān)關(guān)斷時，漏感與鉗位電容諧振產(chǎn)生的負(fù)向電流，在功率MOSFET開通之前對其COSS兩端的電壓進(jìn)行放電，從而實現(xiàn)零電壓開關(guān)。對于輸出電容比較高的設(shè)計，將會導(dǎo)致諧振效果變差（輸出電容會經(jīng)過變壓器反射至初級，進(jìn)而增加鉗位電容的容量）。通常變壓器當(dāng)中將會沒有足夠的漏感儲能來適應(yīng)這種鉗位容量的變化。為了克服這個問題，電源輸出端往往需要使用兩級LC濾波器來確保低的初級反射電容，同時還要滿足輸出紋波要求。這種互補(bǔ)有源鉗位方案是對無源鉗位的改進(jìn)，但仍存在以下限制：
1.需要在輕載下使用脈沖串模式，這會導(dǎo)致更高的輸出紋波
2.兩級輸出濾波器
3.僅限于臨界導(dǎo)通模式或非連續(xù)導(dǎo)通模式（CrM和DCM）；沒有CCM工作模式，使輸出電壓范圍寬的USB PD設(shè)計難以實現(xiàn)
使用非互補(bǔ)有源鉗位提高性能
采用非互補(bǔ)控制方案，不是在主MOSFET關(guān)斷后的一小段時間后立即開通鉗位開關(guān)，而是在主MOSFET開通之前短暫開通鉗位開關(guān)。非互補(bǔ)控制能夠在連續(xù)導(dǎo)通模式以及非連續(xù)導(dǎo)通模式（和CrM）下操作，并且仍可實現(xiàn)零電壓開關(guān)。這使得設(shè)計出的電源具有非常寬的輸入電壓范圍和較寬的輸出電壓范圍，后者是設(shè)計高效USB PD充電器所需要的。對于傳統(tǒng)的控制方案，非互補(bǔ)鉗位開關(guān)的驅(qū)動信號與初級開關(guān)以及同步整流開關(guān)的同步設(shè)計面臨著挑戰(zhàn)。而采用單個控制器來管理所有三個器件的開關(guān)操作，可大大簡化電路并確?？煽坎僮?。
圖4：對于非互補(bǔ)模式開關(guān)，有源鉗位開關(guān)僅在主開關(guān)開通之前開關(guān)一次
非互補(bǔ)有源鉗位控制可以使用Power Integrations的Innoswitch?4-CZ/ClampZero?芯片組加以實現(xiàn)（圖5）。InnoSwitch4-CZ器件采用InSOP?-24D封裝，內(nèi)部集成了可靠耐用的PowiGaN? 750V開關(guān)以及用于控制主開關(guān)、鉗位開關(guān)和同步MOSFET操作的次級控制器，同時內(nèi)部含有滿足安全標(biāo)準(zhǔn)的Fluxlink?控制鏈路。InnoSwitch4-CZ IC包括兩個專門用于ClampZero有源鉗位非互補(bǔ)控制的引腳：用于開通和關(guān)斷ClampZero開關(guān)的上管驅(qū)動(HSD)引腳，以及用于測量直流母線電壓的V引腳。
圖5：InnoSwitch4-CZ的HSD信號用于控制ClampZero有源鉗位的開關(guān)，V引腳用于檢測高輸入電壓條件，進(jìn)而使能非連續(xù)工作模式
次級側(cè)控制器發(fā)出指令，啟動HSD信號，將ClampZero PowiGaN開關(guān)開通，以便在初級PowiGaN開關(guān)換向前使漏感和鉗位電容產(chǎn)生諧振。ClampZero器件的關(guān)閉和主開關(guān)的開通之間存在非常小的延遲，可以利用HSD引腳上的小電阻從外部進(jìn)行調(diào)整，以幫助優(yōu)化時序。
在連續(xù)導(dǎo)通模式下，HSD信號在漏感與鉗位電容諧振周期的四分之一時間內(nèi)保持開通。在很寬的工作范圍內(nèi)使用這種諧振模式所面臨的一個挑戰(zhàn)是，漏感通常是一個非常小的數(shù)值，在高壓輸入條件下主開關(guān)管兩端的電壓較高，這就需要更多的能量實現(xiàn)零電壓開關(guān)。因而漏感的儲能往往不夠。這也是為何此時非連續(xù)導(dǎo)通控制模式需要介入的原因。
對于非連續(xù)導(dǎo)通模式（高輸入電壓工作），HSD信號脈沖寬度變?yōu)閯畲烹姼校由下└校M管漏感與勵磁電感相比分量通常非常?。┖豌Q位電容產(chǎn)生諧振的諧振周期的四分之一時間。V引腳的輸入電壓信息用于控制非連續(xù)導(dǎo)通模式的啟動。當(dāng)檢測到高輸入電壓條件時，ClampZero關(guān)斷驅(qū)動信號和主開關(guān)開通驅(qū)動信號之間的延遲也會增加。這為勵磁電感（加上漏感）與鉗位電容之間的諧振提供了更多時間，以降低主功率開關(guān)上的電壓。這種工作模式不需要互補(bǔ)有源鉗位電路所需的脈沖串工作模式，避免了互補(bǔ)模式控制帶來的更高輸出紋波和音頻噪聲的風(fēng)險。
總結(jié)
離線反激式電源需要使用初級側(cè)鉗位電路來保護(hù)功率MOSFET。使用無源RCD鉗位成本低，但性能較低。使用具有互補(bǔ)控制方案的有源鉗位可以提高性能，但仍然存在局限性。InnoSwitch4-CZ IC產(chǎn)品系列可提供獨(dú)特的控制架構(gòu)，進(jìn)而實現(xiàn)更復(fù)雜的非互補(bǔ)有源鉗位控制，采用此方案可設(shè)計出具有非常寬的輸入電壓范圍和較大的輸出電壓設(shè)定點變化的高效、超緊湊USB PD充電器。Power Integrations的InnoSwitch4-CZ/ClampZero芯片組可用于簡化采用非互補(bǔ)控制的有源鉗位方案，并加快上市時間。
