【導(dǎo)讀】在輸出短路或過載時(shí)對(duì)電源或負(fù)載進(jìn)行的保護(hù)，即為過電流保護(hù)，簡稱過流保護(hù)。介紹了過流保護(hù)的幾種型式，如フ字型、恒流型、恒功率型等，并進(jìn)行了比較。
電源作為一切電子產(chǎn)品的供電設(shè)備，除了性能要滿足供電產(chǎn)品的要求外，其自身的保護(hù)措施也非常重要，如過壓、過流、過熱保護(hù)等。一旦電子產(chǎn)品出現(xiàn)故障時(shí)，如電子產(chǎn)品輸入側(cè)短路或輸出側(cè)開路時(shí)，則電源必須關(guān)閉其輸出電壓，才能保護(hù)功率MOSFET和輸出側(cè)設(shè)備等不被燒毀，否則可能引起電子產(chǎn)品的進(jìn)一步損壞，甚至引起操作人員的觸電及火災(zāi)等現(xiàn)象，因此，開關(guān)電源的過流保護(hù)功能一定要完善。
開關(guān)電源中常用的過流保護(hù)方式
過電流保護(hù)有多種形式，如圖1所示，可分為額定電流下垂型，即フ字型；恒流型；恒功率型，多數(shù)為電流下垂型。過電流的設(shè)定值通常為額定電流的110％～130％。一般為自動(dòng)恢復(fù)型。
圖1中①表示電流下垂型，②表示恒流型，③表示恒功率型。
圖1: 過電流保護(hù)特性
用于變壓器初級(jí)直接驅(qū)動(dòng)電路中的限流電路
在變壓器初級(jí)直接驅(qū)動(dòng)的電路（如單端正激式變換器或反激式變換器）的設(shè)計(jì)中，實(shí)現(xiàn)限流是比較容易的。圖2是在這樣的電路中實(shí)現(xiàn)限流的兩種方法。
圖2電路可用于單端正激式變換器和反激式變換器。圖2（a）與圖2（b）中在MOSFET的源極均串入一個(gè)限流電阻Rsc，在圖2（a）中，Rsc提供一個(gè)電壓降驅(qū)動(dòng)晶體管S2導(dǎo)通，在圖2（b）中跨接在Rsc上的限流電壓比較器，當(dāng)產(chǎn)生過流時(shí)，可以把驅(qū)動(dòng)電流脈沖短路，起到保護(hù)作用。
圖2（a）與圖2（b）相比，圖2（b）保護(hù)電路反應(yīng)速度更快及準(zhǔn)確。首先，它把比較放大器的限流驅(qū)動(dòng)的門檻電壓預(yù)置在一個(gè)比晶體管的門檻電壓Vbe更精確的范圍內(nèi)；第二，它把所預(yù)置的門檻電壓取得足夠小，其典型值只有100mV～200mV，因此，可以把限流取樣電阻Rsc的值取得較小，這樣就減小了功耗，提高了電源的效率。
（a）晶體管保護(hù)
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比較器保護(hù)" src="http://data.51spec.com:88/51spec/202009/27/173449521.jpg" height="151" width="223"/>
（b）限流比較器保護(hù)
圖2:在單端正激式或反激式變換器電路中的限流電路
當(dāng)AC輸入電壓在90～264V范圍內(nèi)變化，且輸出同等功率時(shí)，則變壓器初級(jí)的尖峰電流相差很大，導(dǎo)致高、低端過流保護(hù)點(diǎn)嚴(yán)重漂移，不利于過流點(diǎn)的一致性。在電路中增加一個(gè)取自＋VH的上拉電阻R1，其目的是使S2的基極或限流比較器的同相端有一個(gè)預(yù)值，以達(dá)到高低端的過流保護(hù)點(diǎn)盡量一致。
用于基極驅(qū)動(dòng)電路的限流電路
在一般情況下，都是利用基極驅(qū)動(dòng)電路把電源的控制電路和開關(guān)晶體管隔離開來。變換器的輸出部分和控制電路共地。限流電路可以直接和輸出電路相接，其電路如圖3所示。在圖3中，控制電路與輸出電路共地。工作原理如下：
圖3:用于多種電源變換器中的限流電路
電路正常工作時(shí)，負(fù)載電流IL流過電阻Rsc產(chǎn)生的壓降不足以使S1導(dǎo)通，由于S1在截止時(shí)IC1=0，電容器C1處于未充電狀態(tài)，因此晶體管S2也截止。如果負(fù)載側(cè)電流增加，使IL達(dá)到一個(gè)設(shè)定的值，使得ILRsc=Vbe1＋I(xiàn)b1R1，則S1導(dǎo)通，使電容器C1充電，其充電時(shí)間常數(shù)τ=R2C1，C1上充滿電荷后的電壓是VC1=Ib2R4＋Vbe2。在電路檢測(cè)到有過流發(fā)生時(shí)，為使電容器C1能夠快速放電，應(yīng)當(dāng)選擇R4<<R3。R2的選用原則為Ib1max=（Vin－Vbe1)/R1，IC1=β×Ib1max，則R2≥（Vin－Vcesat1）R1/（V1－Vbe1）。如果參數(shù)設(shè)計(jì)正確，由VC1所產(chǎn)生的偏壓足以使S2快速進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)，通過S2的集電極輸出可以進(jìn)一步關(guān)閉PWM的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。當(dāng)過載現(xiàn)象解除后，電路可以自動(dòng)恢復(fù)到正常工作狀態(tài)。
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無功率損耗的限流電路
上述兩種過流保護(hù)比較有效，但是Rsc的存在降低了電源的效率，尤其是在大電流輸出的情況下，Rsc上的功耗就會(huì)明顯增加。圖4電路利用電流互感器作為檢測(cè)元件，就為電源效率的提高創(chuàng)造了一定的條件。
圖4電路工作原理如下：利用電流互感器T2監(jiān)視負(fù)載電流IL，IL在通過互感器初級(jí)時(shí)，把電流的變化耦合到次級(jí)，在電阻R1上產(chǎn)生壓降。二極管D3對(duì)脈沖電流進(jìn)行整流，經(jīng)整流后由電阻R2和電容C1進(jìn)行平滑濾波。當(dāng)發(fā)生過載現(xiàn)象時(shí)，電容器C1兩端電壓迅速增加，使齊納管D4導(dǎo)通，驅(qū)動(dòng)晶體管S1導(dǎo)通，S1集電極的信號(hào)可以用來作為電源變換器調(diào)節(jié)電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
圖4:無功耗限流電路
電流互感器可以用鐵氧體磁芯或MPP環(huán)型磁芯來繞制，但要經(jīng)過反復(fù)實(shí)驗(yàn)，以確保磁芯不飽和。理想的電流互感器應(yīng)該達(dá)到匝數(shù)比是電流比。通常互感器的Np=1，Ns=NpIpR1/(Vs＋VD3)。具體繞制數(shù)據(jù)最后還要經(jīng)過實(shí)驗(yàn)調(diào)整，使其性能達(dá)到最佳狀態(tài)。
用555做限流電路
圖5為555集成時(shí)基電路的基本框圖。
圖5:555集成時(shí)基電路的基本框圖
555集成時(shí)基電路是一種新穎的、多用途的模擬集成電路，有LM555，RCA555，5G1555等，其基本性能都是相同的，用它組成的延時(shí)電路、單穩(wěn)態(tài)振蕩器、多諧振蕩器及各種脈沖調(diào)制電路，用途十分廣泛，也可用于直接變換器的控制電路。
555時(shí)基電路由分壓器R1、R2、R3，兩個(gè)比較器，R-S觸發(fā)器以及兩個(gè)晶體管等組成，電路在5～18V范圍內(nèi)均能工作。分壓器提供偏壓給比較器1的反相輸入端，電壓為2Vcc/3，提供給比較器2的同相輸入端電壓為Vcc/3，比較器的另兩個(gè)輸入端腳2、腳6分別為觸發(fā)和門限，比較器輸出控制R-S觸發(fā)器，觸發(fā)器輸出供給輸出級(jí)以及晶體管V1的基極。當(dāng)觸發(fā)器輸出置高時(shí)，V1導(dǎo)通，接通腳7的放電電路；當(dāng)觸發(fā)器輸出為低時(shí)，V1截止，輸出級(jí)提供一個(gè)低的輸出阻抗，并且將觸發(fā)器輸出脈沖反相。當(dāng)觸發(fā)器輸出置高時(shí)，腳3輸出的電壓為低電平，觸發(fā)器輸出為低時(shí)，腳3輸出的電壓為高電平。輸出級(jí)能夠提供的最大電流為200mA，晶體管V2是PNP管，它的發(fā)射極接內(nèi)部基準(zhǔn)電壓Vr，Vr的取值總是小于電源電壓Vcc，因此，若將V2的基極（腳4復(fù)位）接到Vcc上，V2的基—射極為反偏，晶體管V2截止。
圖6為用555做限流保護(hù)的電路，其工作原理如下：UC384X與S1及T1組成一個(gè)基本的PWM變換器電路。UC384X系列控制IC有兩個(gè)閉環(huán)控制回路，一個(gè)是輸出電壓Vo反饋至誤差放大器，用于同基準(zhǔn)電壓Vref比較之后產(chǎn)生誤差電壓（為了防止誤差放大器的自激現(xiàn)象產(chǎn)生，直接把腳2對(duì)地短接）；另一個(gè)是變壓器初級(jí)電感中的電流在T2次級(jí)檢測(cè)到的電流值在R8及C7上的電壓，與誤差電壓進(jìn)行比較后產(chǎn)生調(diào)制脈沖的脈沖信號(hào)。當(dāng)然，這些均在時(shí)鐘所設(shè)定的固定頻率下工作。UC384X具有良好的線性調(diào)整率，能達(dá)到0.01％/V；可明顯地改善負(fù)載調(diào)整率；使誤差放大器的外電路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得到簡化，穩(wěn)定度提高并改善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。UC384X有兩種關(guān)閉技術(shù)；一是將腳3電壓升高超過1V，引起過流保護(hù)開關(guān)關(guān)閉電路輸出；二是將腳1電壓降到1V以下，使PWM比較器輸出高電平，PWM鎖存器復(fù)位，關(guān)閉輸出，直到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖的到來，將PWM鎖存器置位，電路才能重新啟動(dòng)。電流互感器T2監(jiān)視著T1的尖峰電流值，當(dāng)發(fā)生過載時(shí)，T1的尖峰電流迅速上升，使T2的次級(jí)電流上升，經(jīng)D1整流，R9及C7平滑濾波，送到IC1的腳3，使IC1的腳1電平下降（注意：接IC1腳1的R3，C4必須接成開環(huán)模式，如接成閉環(huán)模式則過流時(shí)555的腳7放電端無法放電）。IC1的腳1與IC2的腳6相連接，使IC2的比較器1同相輸入端的電壓降低，觸發(fā)器Q輸出高電平，V1導(dǎo)通，IC2的腳7放電，使IC1的腳1電平被拉低于1V，則IC1輸出關(guān)閉，S1因無柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)而關(guān)閉，使電路得到保護(hù)。若過流不消除，則重復(fù)上述過程，IC1重新進(jìn)入啟動(dòng)、關(guān)閉、再啟動(dòng)、再關(guān)閉的循環(huán)狀態(tài)，即“打嗝”現(xiàn)象。而且，過負(fù)載期間，重復(fù)進(jìn)行著啟振與停振，但停振時(shí)間長，啟振時(shí)間短，因此電源不會(huì)過熱，這種過負(fù)載保護(hù)稱為周期保護(hù)方式（當(dāng)輸入端輸入電壓變化范圍較大時(shí)，仍可使高、低端的過流保護(hù)點(diǎn)基本相同）。其振蕩周期由555單穩(wěn)多諧振蕩器的RC時(shí)間常數(shù)τ決定，本例中τ=R1C1，直到過載現(xiàn)象消失，電路才可恢復(fù)正常工作。電流互感器T2的選擇同1.3的互感器計(jì)算方法。
圖6:用555做限流保護(hù)電路
圖6電路，可以用在單端反激式或單端正激式變換器中，也可用在半橋式、全橋式或推挽式電路中，只要IC1有反饋控制端及基準(zhǔn)電壓端即可，當(dāng)發(fā)生過流現(xiàn)象時(shí)，用555電路的單穩(wěn)態(tài)特性使電路工作在“打嗝”狀態(tài)下。
幾種過流保護(hù)方式的比較
幾種過流保護(hù)方式的比較如表1所列。
表1:幾種過流保護(hù)方式的比較
結(jié)語
比較了開關(guān)電源中所使用的各種過流保護(hù)方法之后，可以說，幾乎沒有一種過流保護(hù)方式是萬能的，只有用555的保護(hù)方式性能價(jià)格比是較好的。一般來說，選擇何種過流保護(hù)方式，都要結(jié)合具體的電路變換模式而做出相應(yīng)的選擇。只有經(jīng)過認(rèn)真的分析，大量的實(shí)驗(yàn)才能找到最適合的過流保護(hù)方式。保護(hù)方式設(shè)計(jì)的合理、有效，意味著產(chǎn)品的可靠性才可能更高。
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