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解決方案：
引言
由于線性電源發(fā)熱量大，效率低（僅35%左右），體積大等缺點。開關電源自20 世紀以來便顯出了強大的生命力， 倍受學者和用戶的青睞。目前，開關電源以其高性能，高效率（75%,現在單片集成開關電源效率早已達到90%以上），這對解決能源問題起到推波助瀾的作用，很多節(jié)能電器的電源供給早已被開關電源取代；體積小，易于安裝，對于工業(yè)現場的電源供給起到了重要的作用；設計功率可選范圍大（從幾十瓦到幾千瓦都可以用開關電源來實現）。反激式開關電源相對其它類型的開關電源輸出功率小，變換電路簡單，所用元件少，適用于中小功率并提供多路直流電流輸出， 所以被大量用于控制電路和路燈節(jié)能、防盜控制箱中。本文分析了反激式開關電源工作方式并以FSDM0565 型芯片設計了一款多輸出反激式開關電源模塊，并給出了測試過程的數據和波形。
1.FSDM0565R 的主要性能特點和工作原理
1.1 性能特點
FSDM0565R 是Fairchild 半導體生產的單片開關電源設計芯片，它由PWM 控制器、振蕩器、熱關斷保護電路、故障保護電路及其他控制電路集成在一個單片器件內。由于芯片本身功耗很低，電源效率可達到80%左右。具體性能如下：a、堅固的內部雪崩值SenseFET; b、先地的間歇工作模式（240VAC 1W 和0.5W 時的消耗）； c、精確的固定工作頻率：66KHz;d、內部啟動電路、改進的電流限制、過電壓保護（OVP）、過載保護（OLP）、內部熱關斷功能（TSD）、異常過電流保護（AOCP）、自動重啟模式、欠壓鎖定（UVLO）等。
1.2 FSDM0565R 的工作原理
FSDM0565R 主要包括以下幾部分：（1）啟動：在啟動時，內部的高電壓電流源提供了內部的偏壓， 并為連接Vcc 腳的外部的電容（CVCC）充電。當Vcc 達到12V 時，FPSTM 開始開關動作，此時內部的高電壓電流源就消失。（2）反饋控制：開關電源的反饋控制有電壓控制和電流控制兩種方式，FSDM0565R 采用電流反饋控制方式。由一個光耦（如H11A817A）和一個分壓調整器（如KA431）組成一個典型的反饋網絡。在此需要強調在電路紋波調試時可能會出現紋波不對的情況，這很可能是由于反饋回路有問題，這時檢查電路時需要測量反饋回路的波形對比光耦兩邊的頻率是否一致。本人在設計時就由于成本問題，選用了低成本的低速光耦（NEC2501-1），導致了輸出頻率不夠從而達不到設計指標。所以選用光耦時要根據開關電源的頻率來選。（3） 保護電路：FSDM0565R 內部集成了許多自我保護功能的電路，比如過載保護（OLP），過流保護（AOCP），過電壓保護（OVP）和過熱關斷（TSD）。具體指標詳見本芯片的技術手冊。（4）軟啟動：FSDM0565R 內部集成了軟啟動電路，當電路啟動時，增加了PWM 比較器的反向輸入電壓和FET 的電流。通常的軟啟動時間是10 毫秒，提供給開關管的脈寬寬度逐步增加，以給高頻變壓器、電感器、電容器提供正確的工作工況。輸出電容也在啟動時充電，延緩了電壓的突變，從而不會使變壓器工作在飽和狀態(tài)，也減少了對輸出變頻二極管的沖擊。（5）突發(fā)模式：FSDM0565R 存在兩種模式，正常的66KHZ 模式和突發(fā)模式。為了減少在待機時的損耗，FSDM0565R 設有突發(fā)模式。當負載突然減少時，反饋電路的電流突然下降，這樣FSDM0565R 就會進入突發(fā)模式。
此時反饋電壓就會降到VBURL（500mV），這時開關管停止工作，輸出電壓依據待機負載開始下降到一定值。然后反饋電壓又會上升，它又會超過VBURH（700mV）的開關消耗，這兩種情況反復進行。
2.模塊系統組成和參數設計
圖1 是用FSDM0565R 芯片設計的反激式開關電源模塊，輸入電壓的范圍為85VAC~265VAC, 輸出功率為45W, 輸出直流電壓分三組：+5V（0.1A）、+12V（0.2A）、+13.8V（2A）。一個開關電源的設計主要是外圍電路的設計，分為：輸入整流濾波電路、高頻變壓器、鉗位保護電路、欠過壓保護電路、外部限流保護電路、輸出整流濾波電路以及反饋電路幾部分組成。如圖1 所示。
圖1 電源模塊電路原理圖
2.1 輸入電路設計
輸入電路包括啟動電流電路保護、過電流保護、防雷設計、EMI 濾波設計、整流橋和整流濾波設計。
由于電容器在瞬態(tài)時可以看成是短路，當開關電源上電時，會產生非常大的沖擊電流，幅度要比穩(wěn)態(tài)工作電流大很多（從幾十到幾百安培），如對沖擊電流不加以限制，不但會燒壞保險絲，燒毀插件，降低器件的工作壽命，還會由于共同輸入阻抗而干擾附近的電器設備。有效的防止方法有串連電阻法、熱敏電阻法、有源沖擊電流限制法等。本電路采用普遍的熱敏電阻法。在選用熱敏電阻的時候根據具體電路進行選擇，本設計采用NTC8D210.過電流電路保護初級電路最高通過電流為2A.防雷采用4 級設計，選用壓敏電阻681KD20.EMI 濾波電路由電容、共模電感和電阻組成。整流橋采用全波整流電路，如圖1 中HER208 所示。由于三相全波整流的電壓有700 多伏（實測702V），所以整流濾波電路采用CD11-400V-100μf±20%兩個電容串聯的方法。
2.2 輸出電路設計
根據負載對輸出電壓紋波的要求，采用不同的輸出電路設計。如圖1 中的5V1+、12V+、13.8V+和5V2+.因為變壓器為高頻變壓器，反射電流會很大， 此時必需在輸出整流二極管處并聯阻容串聯電路，這樣即減少了輸出電壓的紋波，也延長了二極管的壽命。二極管采用恢復時間較短的如肖特基二極管，最大反向恢復時間為50ns.輸出濾波電感選擇時，根據反激式開關電源輸出濾波電感計算公式選擇，考濾磁飽和問題，最好選用鐵氧體的磁棒。LM2596-5.0 為DC-DC 變換器，以提供5V2+的電壓。
2.3 反饋電路設計
本設計的典型反饋電路如圖2 所示：
圖2 反饋電路。
本設計采用兩個光耦給成：E1 為過電壓保護電路，E2 組成電壓反饋電路，R14、R15 組成采樣電阻。關于各電阻器阻值的確定如下。本電路反饋來自13.8V+,R14 采樣電壓來自13.8V 電感后側， 而R12 上端接在電感器前面。R14 的確定：要確定R14 首先要確定R15.R15 的值不是任意取的， 要考慮兩個因素：（1）TL431 參考輸入端的電流，一般此電流為2uA 左右，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪音的影響，一般取流過電阻R15 的電流為參考段的100 倍以上，所以此電阻要小于2.5V/200uA=12.5K.（2）待機功耗的要求，如有此要求，在滿足小于12.5K 的情況下盡量取大值。在這取R15 為可調的5K 變阻器，再根據分壓定律算出R14 取18K.
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TL431 要求有1mA 的工作電流， 也就是在R11 的電流接近于零時，也要保證TL431 有1mA 的電流，所以R12<=1.2V/1mA=1.2K 即可。
除此以外也是功耗方面的考慮。R11 的取值要保證FSDM 控制端取得所需要的電流，用H11817A 時，其CTR=2-4,取低限2,要求流過光二極管能承受最大電流=6/2=3mA, 所以R11
