---基于高速A/D實現精準電流補償
摘要：本文根據直流永磁無刷電動機的轉矩特性，分析了在電機運行中產生脈動轉矩的原因，并針對換相電流引起轉矩脈動進行了優化設計，在實際應用中取得了較好的效果。
關鍵詞：直流永磁無刷電機 轉矩脈動 電流補償
1.引言
直流永磁無刷電動機由于其結構簡單、可靠性高、低速大扭矩等特點而得到了越來越廣泛的應用，尤其是近年來在電動自行車中得到了廣泛應用。由于電動自行車是人們的日常代步工具，因此人們對整車的啟動平穩性，噪音等指標提出了較高的要求。現有電動車電機大部分采用直流永磁無刷電機，電機的鐵芯為直槽結構，繞組為三相星形連接，逆變器一般工作在兩兩導通狀態。由于直槽電機在工作時扭矩波動較大,因此我們必須優化電機的結構并配合經過優化設計的控制器才能獲得比較滿意的效果。本文就如何設計直流永磁無刷電機超靜音控制器作一些探討。
2. 直流永磁無刷電動機的轉矩脈動分析
永磁無刷電動機由于電磁因素、齒槽的影響、電流換向、電樞反應等會產生較強的脈動轉矩。在設計電機和相應的控制系統時應認真考慮，采取措施，避免轉矩脈動過大。
2.1 電磁因素引起的轉矩脈動
電磁轉矩脈動是由于定子電流和轉子磁場相互作用而產生的轉矩脈動，它與電流波形、反電動勢波形、氣隙磁通密度的分布有直接關系。理想情況下，定子電流為方波，反電動勢波形為梯形波，平頂寬度為120°電角度，電磁轉矩為恒值。而實際電機中，由于設計和制造方面的原因，可能使反電動勢波形不是梯形波，或波頂寬度不為120°電角度，這樣就會造成電機的扭矩脈動。
2.2 齒槽引起的轉矩脈動
由于定子鐵心槽齒的存在，使得永磁體與對應的電樞表面的氣隙磁導不均勻，當轉子旋轉時，使得在一個磁狀態內，磁路磁阻發生變化，從而引起轉矩脈動。齒槽引起的轉矩脈動是轉子磁場相互作用產生的，與定子電流無關。因此抑制由齒槽引起的轉矩脈動的主要集中于優化電機設計上，如斜槽法。
2.3 電流換向引起的轉矩脈動
圖1：無刷電機控制系統
圖1 為電動車電機控制系統的框圖，控制器工作在兩兩導通的狀態。每隔60°電角度MOSFET 換一次相。假如當前為Q1 和Q5 導通，則經過60°電角度，Q1 和Q6 導通。在Q1，Q5 導通期間，電流流經AB 線圈，換相后電流流經AC 線圈。由于電機的線圈為電感，在切換過程中，B 相的電流會以指數下降，C 相的電流會以指數上升。當Q5 關斷后，AB相線圈的電流經過Q1→AB 相線圈→Q2 的體
二極管續流，AB 相線圈電流很快衰減為零，但是AC 相的電流就需要相對較長的時間才能上升到換相前的大小。因此電機的電流出現較大的脈動。如圖2a 中的CH3 所示。其中的電流脈動已達到12A。換相期間的電磁轉矩為：
其中Te 為電機電磁轉矩， ea , eb , ec 為相繞組電動勢， ia , ib , ic 為相繞組電流。
由于換相時間很短，可近似認為eba ， eca 在換相區域內不變化，因此扭矩與電流成正比關系，電流的波動直接導致了電機轉矩的波動。在低速大負載運行的情況下，電機的轉矩脈動尤為明顯。
CH1：A 相電壓 CH3：A 相電流
圖2a：電機相電流脈動波形
CH1：A 相電壓 CH3：A 相電流
圖2b：經過補償后的電機相電流
在直流無刷永磁電機的轉矩脈動原因中，前兩種主要靠優化電機的設計來達到目的，對于第3 種轉矩脈動，我們可以通過電流補償法來減小電機在換相過程中的轉矩脈動。本文將重點介紹這種方法。
3．電流補償法減小電機的轉矩脈動
由于在低速大負載運行時，電機的旋轉反電勢很小，為了使電機的相電流不超過允許的最大值，PWM 占空比通常比較小，這使得換相后新的相繞組電流上升緩慢。圖3 中是電機換相時的電流仿真波形。電機兩相之間的電感為Lm=0.4mH,內阻Rm=0.28 歐姆（實際電機的參數）。采用AOS（萬代半導體）生產的AOT460
MOSFET 進行仿真。MOSFET 的PSPICE模型采用level3 等級。由圖3 中可以看出，如果PWM 占空比為30%，則電流由零上升到30A 需要約1.3ms。這與圖2a 中實測的波形相仿。為了使換相后電流迅速上升，我們可以使換相后PWM 占空比為100%來對電流進行補償，直到電流上升到換相前的電流值，這樣可以使換相電流的波動盡可能的小，時間盡可能地短。由仿真波形中I2 可以看出，電流上升到30A 的時間小于300us。
圖3：電機換相后相電流仿真波形
4．控制系統的設計
如何精準控制換相后的補償電流，即如何精確控制PWM100%占空比的時間是超靜音控制器設計的關鍵！這就要求控制系統的MCU 具有以下的特點：
1) 有很快的A/D 轉換速度，能夠在換相后連續快速采樣；
2) 能夠在PWM 的開通期間特定時刻觸發A/D 采樣；因為在PWM 逆變器帶感性負載的控制系統中，由于系統的一些寄生參數導致PWM 在開通和關斷期間電機的相線上出現振鈴（如圖4 所示），這些振鈴會耦合到A/D 采樣的回路中，因此我們應避開在PWM 開關過程中進行A/D 采樣。如果我們在PWM 開通期間的中點觸發電流采樣，我們將會得到電流的平均值，這將有利于我們對電流補償的控制。
圖4：電流采樣波形
事實上，找到這樣的MCU 并不難，譬如
英飛凌的馬達專用控制芯片XC866，CYPRESS 的片上可編程控制芯片CY8C24533 等。XC866 的A/D 轉換速度可以達到2us 以內，加上程序的執行時間，一次A/D 轉換需要的總時間在8us 以內，以這樣的時間間隔來判斷電流補償是否完成已經足夠。CY8C24533 是CYPRESS 專為電機控制開發的帶高速A/D 的芯片，其SAR8 轉換速度可以達到3us 以內，加上其自動對齊觸發A/D 模式，可以在PWM 的任意時刻觸發電流A/D 采樣，我們也很容易實現對電流的精準控制。
圖2b 是采用XC866 控制芯片的系統在經過上述方法優化后測得的換相電流波形，由圖2b 可以看出，換相時的電流脈動基本消除，電機的相電流基本接近方波。用了這套控制系統的電動車，起步加速以及運行時的電機震動已基本消除，實現了超靜音控制器的設計。
5. 結語
通過選用合適的MCU 實現高速可觸發A/D 采樣，對永磁無刷電機換相時的電流進行精準補償，可以達到消除換相電流脈動，減輕電機振動的效果。
參考文獻
[1] 王秀和等. 2007. 永磁電機. 中國電力出版社.
[2] 葉金虎. 2007. 現代無刷直流永磁電動機的原理和設計. 科學出版社.
