1引言
工程實(shí)踐中，我們往往需要對(duì)所設(shè)計(jì)的硬件電路進(jìn)行設(shè)計(jì)檢驗(yàn)以保證其正常運(yùn)作，從而才能進(jìn)一步支持基于該硬件的復(fù)雜程序的正確調(diào)試。這樣，特定的相應(yīng)測(cè)試系統(tǒng)設(shè)計(jì)就顯得尤為重要，不僅可以保證硬件的健康度，更能提高整個(gè)調(diào)試過(guò)程的效率，方便檢測(cè)出相關(guān)錯(cuò)誤。針對(duì)增補(bǔ)轉(zhuǎn)發(fā)系統(tǒng)（Gapfiller）中QPSK解調(diào)程序調(diào)試的需求，分別對(duì)發(fā)射及接收電路設(shè)計(jì)了基于可編程邏輯器件（FPGA）的測(cè)試程序。為了保證其更強(qiáng)的糾錯(cuò)性和更可靠的驗(yàn)證能力，測(cè)試系統(tǒng)的設(shè)計(jì)原則應(yīng)當(dāng)是愈簡(jiǎn)易且愈典型為佳。目前國(guó)內(nèi)對(duì)于QPSK調(diào)制解調(diào)的基本原理、具體實(shí)現(xiàn)以及解調(diào)中所涉及的載波同步問(wèn)題都已有很深入的研究，而本文對(duì)此并不作過(guò)多討論，僅僅是借助于一種昀簡(jiǎn)易的QPSK調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)來(lái)進(jìn)一步闡述硬件設(shè)計(jì)檢驗(yàn)的系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)和測(cè)試方法，并昀終以解調(diào)的誤碼率大小作為本次檢驗(yàn)的參照指標(biāo)。
2預(yù)失真技術(shù)簡(jiǎn)介
采用QPSK等非恒定包絡(luò)調(diào)制技術(shù)，這就對(duì)射頻前端的功率放大器的線性度提出了較高的要求，否則會(huì)引起非線性失真，信號(hào)頻譜擴(kuò)展進(jìn)而產(chǎn)生鄰道干擾，導(dǎo)致接收端的BER性能下降。即使RF功率放大器能線性放大，這也會(huì)嚴(yán)重降低發(fā)射機(jī)的效率。而數(shù)字預(yù)失真技術(shù)不僅能有效改善交調(diào)分量的特性，而且他的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，功耗小，成本低。
為使該測(cè)試系統(tǒng)能夠更有效的檢測(cè)出待測(cè)硬件的性能優(yōu)劣，我們?cè)诎l(fā)射系統(tǒng)中加入預(yù)失真器，以改善HPA輸出信號(hào)的功率譜密度，降低傳輸信號(hào)的帶外頻譜擴(kuò)展，如此接收端的誤碼率降低后，該測(cè)試系統(tǒng)擁有了更好的測(cè)試性能及應(yīng)用的可靠性。
3設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)
增補(bǔ)轉(zhuǎn)發(fā)器主要完成DVB-S信號(hào)的接收工作。該系統(tǒng)采用全數(shù)字接收機(jī)概念設(shè)計(jì)，即在接收機(jī)的解調(diào)器前插入A/D變換器，把接收機(jī)下變頻后的模擬信號(hào)變?yōu)閿?shù)字信號(hào)，因此可采用全新的數(shù)字技術(shù)實(shí)現(xiàn)調(diào)制信號(hào)的解調(diào)。
3.1硬件總體結(jié)構(gòu)
我們截取整個(gè)增補(bǔ)轉(zhuǎn)發(fā)系統(tǒng)中所需測(cè)試的相關(guān)電路，構(gòu)成待測(cè)系統(tǒng)可概括成如圖1所示的結(jié)構(gòu)框圖。
該待測(cè)系統(tǒng)由發(fā)射和接收兩部分組成，分別完成數(shù)據(jù)傳輸?shù)腝PSK調(diào)制發(fā)射及數(shù)字零中頻的QPSK解調(diào)接收。
各個(gè)模塊的芯片器件選取如下：FPGA選用Xilinx公司的Spartan3系列的XC3S2000；D/A，A/D轉(zhuǎn)換器分別選用AnalogDevice（ADI）公司的AD9767和AD9216；模擬正交上變頻和下變頻模塊分別選用ADI公司的AD8349和AD8347；VCO則選用ADI公司的AD4360，提供上、下變頻所需的2.6GHZ載波（注：AD4360為原系統(tǒng)發(fā)射板與接收板均采用的芯片，由于涉及到載波同步問(wèn)題，實(shí)際的測(cè)試過(guò)程所需具體的方案選擇將在第4部分進(jìn)行詳細(xì)討論和介紹）。
由于是零中頻方案，QPSK調(diào)制僅需在FPGA中將00，01，10，11四種狀態(tài)映射為14位二進(jìn)制數(shù)以進(jìn)入AD9767作模擬轉(zhuǎn)換，變換后的模擬信號(hào)在上變頻器件中與載波實(shí)現(xiàn)復(fù)乘作為射頻調(diào)制信號(hào)發(fā)射出去。接收機(jī)則是作與此相反的解調(diào)過(guò)程從而得到解調(diào)數(shù)據(jù)，并與發(fā)射數(shù)據(jù)相比較測(cè)出誤碼率。
3.2FPGA的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
3.2.1QPSK調(diào)制模塊
調(diào)制模塊在發(fā)射板的FPGA中實(shí)現(xiàn)，由發(fā)信源、串/并轉(zhuǎn)換、映射和升余弦滾降整形濾波器構(gòu)成，如圖1中發(fā)射系統(tǒng)中所示。
（1）發(fā)信源
由于在發(fā)送端要產(chǎn)生一個(gè)替代實(shí)際通信信源的碼序列作為測(cè)試信源，這類碼序列昀好具有類似隨機(jī)信號(hào)的性能，或者說(shuō)具有噪聲近似的性能，基于FPGA設(shè)計(jì)的實(shí)際情況，我們不可能產(chǎn)生純粹的隨機(jī)信號(hào)，因此只能采用具有一定周期性的類似于隨機(jī)噪聲的偽隨機(jī)序列（PN碼），本系統(tǒng)采用14級(jí)m碼序列發(fā)生器，在每16383個(gè)碼之間需插入一個(gè)幀同步頭，以表征每一幀的開始與結(jié)束。
（2）串/并轉(zhuǎn)換
實(shí)現(xiàn)將一路串行數(shù)據(jù)分流成兩路速率減半的并行數(shù)據(jù)，然后輸入映射模塊。
（3）映射串并轉(zhuǎn)換后的兩路數(shù)據(jù)分別作各自的BPSK調(diào)制，本方案中只需作1，0兩種狀態(tài)映射。
（4）滾降濾波器本方案采用IP核實(shí)現(xiàn)31階FIR濾波器，經(jīng)MATLAB仿真驗(yàn)證和上板調(diào)試實(shí)踐，能夠?qū)π盘?hào)起到較好的整形作用，符合工程要求
3.2.2QPSK解調(diào)模塊
接收信號(hào)經(jīng)接收板的A/D轉(zhuǎn)換后將兩路10位二進(jìn)制信號(hào)同時(shí)送入FPGA處理，流程如圖1中接收系統(tǒng)所示。
判決模塊將濾波器整形后的10位I、Q路信號(hào)通過(guò)門限判決，映射為1或0兩種碼，判決的門限值我們根據(jù)實(shí)踐設(shè)定。隨后經(jīng)過(guò)并/串處理后便得到解調(diào)數(shù)據(jù)。
3.2.3預(yù)失真器
本方案采用查表法來(lái)實(shí)現(xiàn)預(yù)失真器，即使用兩個(gè)獨(dú)立的一維表——幅度表和相位表來(lái)近似逼近放大器非線性的逆函數(shù)，這兩個(gè)表由兩塊RAM組成。預(yù)失真器根據(jù)輸入信號(hào)的幅度計(jì)算查詢表地址，并利用地址來(lái)查找相應(yīng)的增益和相位，對(duì)輸入信號(hào)增益進(jìn)行補(bǔ)償，然后再做相位旋轉(zhuǎn)得到預(yù)失真器的輸出。
圖1中的預(yù)失真誤差計(jì)算模塊由反饋信號(hào)通過(guò)自適應(yīng)算法來(lái)更新查找表。該算法基于乘法，相較于基于加法的預(yù)失真器，乘法對(duì)于反饋信號(hào)的相位不敏感，在反饋路徑中不需要相位調(diào)整電路。若預(yù)失真器的輸入x(n)是幅度ρ(n)，相位φ(n)的復(fù)信號(hào)，經(jīng)過(guò)量化限幅后其地址輸入為Q[ρ(n)]；若預(yù)失真器的輸出z(n)是幅度r(n)，相位θ(n)的復(fù)信號(hào)，可得：z(n)=r(n)?exp[jθ(n)]=Kn?ρ(n)?exp[j(φ(n)+ψn)]，式中Kn和ψn分別是查詢表的地址映射值。查詢表內(nèi)容的昀終迭代關(guān)系式：Kn+1(Q[ρ(n)])=Kn(Q[ρ(n)])－α(A[r(n)]／ρ(n)－1)和ψn(Q[ρ(n)])=ψn(Q[ρ(n)])－β(ω(n)－φ(n))，式中α和β是迭代步長(zhǎng)，調(diào)整它們可以調(diào)節(jié)收斂速度。預(yù)失真器通過(guò)對(duì)以上兩式的迭代，不停的更新查詢表內(nèi)所存儲(chǔ)的數(shù)值，以達(dá)到對(duì)HPA反函數(shù)曲線的逼近。
為了提高收斂速度，在本方案中采用了基于插值法的查詢表內(nèi)容更新策略：每一次遞歸并不僅僅改變當(dāng)前地址的查詢表內(nèi)容，而是通過(guò)相應(yīng)的調(diào)整策略更新相關(guān)聯(lián)的多個(gè)地址的查詢表內(nèi)容。在實(shí)現(xiàn)時(shí)，使用一個(gè)與查詢表地址數(shù)目一致的地址更新指示器，若地址N位置的數(shù)據(jù)已經(jīng)過(guò)迭代，則指示器對(duì)此進(jìn)行紀(jì)錄；同時(shí)從N位置向上和向下進(jìn)行搜索，查找距離N地址位置距離昀近的，且同樣已經(jīng)過(guò)迭代的兩個(gè)地址位置N－L1和N+L2，二者之間其它地址的存儲(chǔ)數(shù)據(jù)可以通過(guò)線性內(nèi)插得到：D′(N－n)=(1－n/L1)?D(N)+n/L1?D(N－L1),(1≤n≤L1)和D′(N+n)=(1－n/L2)?D(N)+n/L2?D(N+L2),(1≤n≤L2)。
3.2.4測(cè)誤碼模塊
我們需比較發(fā)送數(shù)據(jù)與接收數(shù)據(jù)從而得到誤碼數(shù)，以作為昀終的硬件設(shè)計(jì)評(píng)估指標(biāo)。在接收板的FPGA中，添加測(cè)誤碼模塊就非常的必要。圖2表示出了其具體的實(shí)現(xiàn)和組成。
此處的本地m序列產(chǎn)生器與發(fā)射端的設(shè)置相同，就相當(dāng)于產(chǎn)生發(fā)送數(shù)據(jù)，由于其與解調(diào)模塊共用同一時(shí)鐘，我們便可將解調(diào)出的數(shù)據(jù)與該序列同時(shí)送入逐位比較檢測(cè)模塊進(jìn)行比較。
為保證解調(diào)數(shù)據(jù)與序列產(chǎn)生器發(fā)出的碼幀對(duì)齊，還需設(shè)置幀頭判斷模塊，當(dāng)判斷出解調(diào)數(shù)據(jù)的幀頭到來(lái)時(shí)便啟動(dòng)本地m序列產(chǎn)生器開始比較。逐位比較檢測(cè)模塊由異或門構(gòu)成,在時(shí)鐘上升沿到來(lái)時(shí),若比較控制信號(hào)為“1”,則將接收序列和本地序列進(jìn)行異或比較,有誤碼,則輸出“1”。比較控制信號(hào)由幀頭判斷模塊產(chǎn)生，當(dāng)判斷到幀頭時(shí)，其跳變?yōu)椤?”，控制誤碼測(cè)試啟動(dòng)，統(tǒng)計(jì)若干幀再次檢測(cè)到幀同步頭時(shí)，其跳回“0”，結(jié)束檢測(cè)。
誤碼統(tǒng)計(jì)模塊對(duì)誤碼進(jìn)行計(jì)數(shù)，當(dāng)比較控制信號(hào)為“0”時(shí)即結(jié)束計(jì)數(shù)并輸出誤碼數(shù)。
4測(cè)試結(jié)果
由于解調(diào)涉及到載波同步與時(shí)鐘同步問(wèn)題，我們將討論用一種昀簡(jiǎn)易的方法實(shí)現(xiàn)。時(shí)鐘同步的解決：將接收板系統(tǒng)所需的時(shí)鐘接到發(fā)射板的晶振上，以保證同頻。載波同步的解決：在晶振相同的前提下我們可以保證VCO載波同頻，但相位會(huì)有偏差，因此我們需要在FPGA中添加一塊鎖相環(huán)以保證本地載波的相位跟蹤上發(fā)射載波。
同步問(wèn)題解決后，我們首先采用Chipscope觀看進(jìn)入FPGA的I、Q兩路的幅頻（A-F）特性圖，從而根據(jù)其幅度的分布為判決門限規(guī)定具體的值。同時(shí)，觀看星座圖以了解解調(diào)效果是否滿足需求，圖3即為本系統(tǒng)在碼速率40Mbps時(shí)經(jīng)解調(diào)所得的星座圖。
在實(shí)驗(yàn)室的情況下，預(yù)計(jì)誤碼率的數(shù)量級(jí)在10-12左右，為提高測(cè)量的可靠性，本次測(cè)試選取3×1014個(gè)幀作為一次檢測(cè)周期。多次測(cè)量結(jié)果并沒(méi)有出現(xiàn)誤碼情況，硬件設(shè)計(jì)滿足工程要求。
5結(jié)束語(yǔ)
本文旨在討論一些實(shí)際的硬件測(cè)試經(jīng)驗(yàn)，并對(duì)整套測(cè)試工作進(jìn)行詳細(xì)的歸納與總結(jié)，提出了可供工程師參考的解決方法。QPSK技術(shù)目前在衛(wèi)星數(shù)字通信中廣泛應(yīng)用，本文則通過(guò)討論QPSK成套的調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)，著重闡述了該測(cè)試系統(tǒng)的硬件及FPGA的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)。該測(cè)試系統(tǒng)可以有效地幫助工程師進(jìn)行設(shè)備互通測(cè)試和工程驗(yàn)收。
