發布日期：2022-07-14 點擊率：84
供電( HPOE)標準至今仍未確定。多數人所期望的標準是:供電電壓增至 53VDC 、每根線的可用電流達到 750mA 、電纜總阻抗不超過 12.5 歐姆。如果有人期望設計成 46VDC (標稱 48V)電壓、720mA電流、電纜阻抗為 12.5 歐姆,那或許將是最差的情形。因為在 720mA 時,電纜會產生9VDC 的壓降,剩下可用于工作的電壓為37VDC。這樣電纜末端的輸出功率約 ,緊隨其后的典型功率電路只能產生略高于 20W的功率 。不幸地是針對許多應用來說,這仍不是充足的功率。一個解決辦法是使用多個以太網線,但這會出現功率分配問題。下面的例子為該問題作了解答。
傳統的 HPOE 接口由一個極性保護橋式整流器和一個帶有以太網供電接口的熱插拔部件組成。在HPOE接口之后是一個能提供穩定輸出的隔離轉換器。最好的情況是這些輸出不依賴于負載,而且它們均具有良好的瞬態響應。那些在當時看來做出過貢獻的典型設計采用了隔離式反饋來產生電壓(典型值為 ),該電壓然后轉換成所需的其它電壓值。通常,多個輸出試圖共用一個反饋環路,但如果這樣的話穩壓將更多地依賴于負載。無論是哪種情況,橋式整流器和轉換器的損耗將帶來十分糟糕的效率。而且,隔離反饋環路也將產生十分糟糕的瞬態響應。令人遺憾的是, 就HPOE來說,其整體要點是要在不犧牲性能的前提下從盡可能少的以太網網線上獲取更多的有用功率。
示例介紹了 HPOE 接口和功率轉換器,我們可以從二者獲取百分之幾的額外效率,并提供卓越的瞬態響應。圖 1給出了一個 47W 輸出雙以太網線對設計中的兩種 HPOE 接口之一。兩個 N- 溝道和兩個 P- 溝道 MOSFETs 構成每個具有最低損耗的橋式整流器。每個 MOSFET 由一個來自相反極性輸入線的 150K 電阻偏置成導通(ON)狀態。柵極受低電流齊納二極管(測試電流等于 50uA)保護。只有具有正確極性的兩個 MOSFETs 才會導通。 MOSFETs的漏 - 源二極管作為橋式整流器直到 150K 電阻能夠對 MOSFETs 的柵極充電。集成的 HPOE 接口有助于簡化電路,并提供所有必需的接口和熱插拔功能。
圖1:HPOE接口/熱插拔。
圖2:直流-直流轉換器。
圖2是兩個直流-直流轉換器中的一個。有源鉗位前向轉換器可提供非常高的效率,并能消除隔離式反饋的需求。 LM5020 有源鉗位控制器具有控制最大工作系數的功能。在電容(C4)上會產生一個斜坡,進而控制工作系數。如果 C4 通過一個電阻( R2)與輸入電壓相連,則工作系數與輸入電壓成反比例關系,并產生一個近乎恒定的輸出電壓。幸運地是,無需反饋且能提供卓越穩壓性能的 1% 精度電容在今天僅需幾美分。由于除去了這些器件,因此設計不再會有各種電流檢測或限制引起的任何損耗。前向轉換器之前的熱插拔部件中的電流限制以及輸出端的后穩壓器中的電流限制可提供充分的保護,并簡化設計。通過模仿穩壓次級側整流器/電感電路來提供一個具有良好穩壓特性的 Vcc 。 LM5025 控制器所需電流僅約 10mA ,因此需要很大值的電感來防止峰值充電,因為整流器并不同步。但由于電流非常小,因此可用一個直流阻抗( DCR)約 32 歐姆且封裝很小的電感。從高輸入電壓供電的線性穩壓器具備這個功能,但功率損失相當大,而成本卻相當。
雖然變壓器是標準的 電壓輸出單元,但前饋穩壓卻設置為 。當串聯連線時可提供標稱 的電壓,這可為降壓轉換器或升壓轉換器提供一個良好的中間總線電壓。由于最小電壓比變壓器的額定值高出約 12% ,因而我們可以很容易的將輸出也設置得高一些。對于給定功率的情形,這樣做可降低工作電流,并且在變壓器的主次級中節省約 25% 的銅線損耗。
同步整流器MOSFET要求選擇最佳的RDS(on)對柵極電荷值。MOSFET導通是通過 R15 和 R16 兩電阻緩慢完成的,由于 D3 和 D4 (不能使用信號二極管)的原因關斷卻是很快的。這有助于同步整流器在最佳時刻實現切換。在C18和C12所示的一側只需要使用一個緩沖器。要密切留意所有電感的 DCR 值。輸出端用到的電感 L3 的 DCR 值僅為 4.2 毫歐,但是僅其 DCR 的功率損耗就占到整個系統功率損耗的 0.4% 。有相當多的電感能夠滿足電流要求,它們的 DCR 值是 12 到 16 毫歐。整個設計中僅有兩類電感能夠攜帶超過幾毫安的電流,第一類是剛才所討論的 電感；另一類是 電感,該電感總是攜帶小于 2A 電流,其額定 DCR 值為 9.5 毫歐。不要因為沒有核對這些參數而失去了整個或更多的效率。上述這些參數對電解電容是同樣有效的。由于鋁聚合電容具有極小的等效串聯阻抗( ESR),因此建議采用該類型電容。
為了提供固有的功率分配,需要將兩個轉換器的輸出端串聯起來,圖3就是這種配置。測試用的設計僅提供 和 兩個輸出電壓值,但另外的輸出電壓可以很容易的添加上去。如果每個后級穩壓器的效率是一樣高的話,則整體效率將會保持在相同的水平,而與輸出電壓的總數目無關。
圖3:轉換器輸出端串聯配置。
圖 4 是可提供 電壓、 7A 電流的同步降壓轉換器。在該輸出范圍內,這是一種典型的降壓轉換器。所使用的 MOSFETs 具有和有源鉗位同步整流器類似的要求,因此使用相同的MOSFET。通過電感周圍的 DCR 檢測電路提供電流檢測。電流檢測電阻只會造成能量的浪費,并且成本也是相當昂貴。
圖4:同步降壓轉換器。
DCR 電流檢測受制于繞線電感中銅線的溫度系數。 R49 和 RT1 提供溫度補償, RT1 應盡可能靠近電感的輸出端放置,而 PCB 版圖的設計應盡量將熱敏電阻和電感線圈保持在相同的溫度。在有源鉗位級電路中也使用相同的電感。由于穩定的 Vcc 可通過 R41 來決定系統工作頻率,因此為保持 Vcc 的穩定,需要從 12V 穩壓器引入偏置電壓。內部穩壓器很容易在或以下電壓工作,然后二極管與來自5V輸出的小型電壓倍增器進行并聯。偏置電壓 Vbias 應是 到 1 。
圖5是一個可提供 電壓、 1A 電流的非同步升壓轉換器。它是一個很普通的設計,但有一點值得一提。如果將升壓轉換器的輸出端短路,則它不能阻止短路作用到輸入電壓,因為沒有在線開關阻止它。如圖所示,有時用一個可快速起作用的保險絲阻止任何意外的發生倒是個挺不錯的主意。
圖5:非同步升壓轉換器。
最終結果不僅提供優良的性能和性價比,而且能提供任意數量的不同輸出電壓。經測試,圖示的設計在 37VDC 電壓輸入下的效率為 87.6% ；在低線路輸入條件下,該設計可提供約 47W 的穩壓輸出。這個 87.6% 是從以太網連接器到穩壓輸出端。不管是否使用了兩個串聯轉換級電路,實際功率級電路提供的效率正好在 90% 以下。由于缺少隔離式反饋,因此也可輕松的定制該設計,而不必擔心隔離反饋環路的穩定性補償問題。降壓和升壓后端穩壓器的補償通常很容易實現。
該特例采用了一個 的中間總線。在某些情況下可能更適合使用較低的總線電壓；在本例中,為了實現最佳效率,輸出端的串行連接將迫使單個供電電壓降到很低。如果那樣的話最好是將兩個功率級電路并聯起來,這個方法要求在電源軌之間采用某種形式的有效功率共享。當然,限制設計將兩個供電單元并聯使用是毫無道理的。事實上,對可用于供電的以太網網線的數量沒有任何理論限制。并行配置的一個優點是:可提供內置冗余,如果一根線斷開了仍然具有較低的供電能力。該電路已開發出來,但在此不作贅述。
作者:Grant Smith
美國國家半導體公司
